正确偏置TL431的应用设计

　　众所周知，TL431在开关电源(SMPS)反馈环路中是参考电压。该器件结合了参考电压与集电极开路误差放大器，具有操作简单和成本低廉等优点。虽然TL431已在业内被长期广泛采用，但一些设计人员仍会忽略它的偏置电流，以致在无意间降低产品的最终性能。

　　TL431的简化电路图如图1所示，图中包括了驱动NPN 晶体管的参考电压和误差放大器，在该封闭的电源系统中，一部分输出电压一直与TL431的Vref(参考电压)进行比较。

　　

　　图1 TL431等效电路图

　　

　　图2 SMPS简化直流模型(不考虑输入波动)

　　转换器简化直流模型如图2所示，Vout与Vref通过受传输率影响的电阻分压器进行比较，可得到输出电压的理论值为Vref/α。然而，整个增益链路和各种阻抗均会影响输出电压，如下式所示，其中每个希腊字母均表示一个增益，RSOL表示开环输出阻抗。

　　Vout=(Vref-α×Vout) ×β×G- RSOL×Vout / RL (1)

　　Vout= Vref×β×G/(1+α×β×G+ RSOL / RL) (2)

　　静态误差=Vref/α- Vout= Vref×(RSOL+ RL)/ [α×(RSOL+α×β×G×RL+RL)] (3)

　　从式(3)中可看出，增大增益的值有助减小静态误差，提高输出电压精度。受增益环路影响的另一个重要参数是输出阻抗，系统的输出阻抗可用不同的计算方法得出。塑封电感任何发生器均可简化为它的Thevenin等效，即一个电压电源Vth (空载时测得的Vout，即令式2中的RSOL / RL =0)与一个输出阻抗Rth的串联电路。设当负载电阻RL为闭环输出阻抗Rth时，输出电压Vout可减小至Vth/2，以此来计算输出阻抗Rth，也可将其表示为RSCL。令Vth/2 = Vout求RSCL，由式(2)可得：

　　Vref×β×G/(1+α×β×G)/2=Vref×β×G/(1+α×β×G+ RSOL/Rth) (4)

　　RSCL = RSOL/(1+α×β×G) (5)

　　由式(5)可得出如下结论：

　　如果直流误差放大器的增益较大，且DC 较高，则RsCL接近于零；

　　由于对反馈返回路径进行了补偿，所以，当增益随频率增电感厂家大而减小时，RSCL开始增大。阻抗模块随频率增大而增大，说明该阻抗类似于电感；

　　当增益降至零时，系统输出阻抗与无反馈时的阻抗相同，均为RSOL。此时，系统开环工作。

　　因此，为了减小静态误差，并降低转换器的动态输出阻抗，大多数SMPS 设计人员会在设计中保持较大的直流增益值。这里的直流增益由TL431提供，可以采用如图3所示的纯积分器配置进行连接。

　　

　　图3 使用传统的分流稳压器配置连接TL431

　　假设图3中的Rbias不存在。首先计算分压器网络Rupp和Rlow，桥接电流Ib应大于TL431参考引脚的偏置电流6.5A(最大值)，以减小因偏置而引起的Rupp误差。对于12V输出电压，假设 Ib=1mA。由于TL431通过Rlow施加的电压为2.5V，而Rupp施加的电流为1mA，因此可以计算出Rlow为 2.5 / 1m = 2.5k，而Rupp则等于(12-2.5)/ 1m=9.5k。可进一步选择更小的偏置电流，以减小空载条件下的待机能耗。桥接电流值确定后，即可计算RS。RS必须能提供足够的电流，使光耦合器集电极(或反馈引脚)小于1.2V，以启动空载工作状态下的跳周期。在NCP1200中，引脚2和内部5V参考电压间有一个8k的上拉电阻。如果反馈电流为475ɧ工字电感49;A，可将引脚2拉至1.2V (Vpin2=5-475ɧ一体电感器49;×8k)。考虑到光耦合器在较差情况下有50%的电流转换比例(CTR)，则RS必临安电感厂须小于(Vout-2.5-1V) / 950<8.94k，假设为8.2k。

　　在CTR为150%的较差情况下，表示LED中需要的电流较小，如果将8.2k电阻与TL431串联，则会发生以下情况：

　　1. 轻负载情况：IFB = 475A，则IL = 475/ 1.5 = 316A

　　2. 中负载情况：VFB = 2.3V，IFB = 337.5A，则 IL = 337.5/ 1.5=225A

　　3. 重负载情况：VFB = 3V，IFB = 250A，则IL = 250/1.5 = 166A

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