基于电感开关电源的功率开关功耗

可以用一阶近似更好地估计MOSFET的功耗，MOSFET栅极的充放电功耗的一阶近似公式是：

EGATE = QGATE×VGS,

QGATE是栅极电荷， VGS是栅源电压。

在升压变换器中，从开启到关闭、从关闭到开启过程中产生的功耗可以近似为：

ET = (abs[VOUT - VIN]×ISW×t)/2

其中ISW是通过MOSFET的平均电流（典型值为0.5IPK），t是MOSFET参数表给出的开启、关闭时间。

MOSFET完全导通时的功耗（传导损耗）可近似为：

ECON = (ISW)2 ×RON×tON,

其中RON是参数表中给出的导通电阻，tON是完全导通时间（tON= 1/2f，假设最坏情况50%占空比）。

考虑一个典型的A厂商的MOSFET：

RDSON = 69mW

QGATE = 3.25nC

tRising = 9ns

tFalling = 12ns

一个升压变换器参数如下：

VIN = 5V

VOUT = 12V

ISW = 0.5A

VGS = 4.5V

100kHz开关频率下每周期的功率损耗如下：

EGATE = 3.25nC×4.5V = 14.6nJ

ET(rising) = ((12V - 5V)×0.5A×9ns)/2 = 17.75nJ

ET(falling) = ((12V - 5V)×0.5A ×12ns)/2 = 21nJ

ECON = (0.5)2 ×69mW×1/(2× 100kHz) = 86.25nJ.

从结果可以看到，100kHz时导通电阻的损耗占主要部分，但在1MHz时结果完全不同。栅极和开启关闭的转换损耗保持不变，每周期的传导损耗以十分之一的倍率下降到8.625nJ，从每周期的主要功耗转为最小项。每周期损耗在62nJ，频率升高10倍，总MOSFET功率损耗增加了4.4倍。

另外一款MOSFET：

RDSON = 300mW

QGATE = 0.76nC

TRising = 7ns

TFalling = 2.5ns.

SMPS的工作参数如下：

EGATE = 0.76nC&tim0805电感es;4.5V = 3.4nJ

ET(rising) = ((12V - 5V)×0.5A×7ns)/2 = 12.25nJ

ET(falling) = ((12V - 5V)×0.5A×2.5ns)/2 = 4.3nJ

ECON = (0.5)2 ×300mW×1/(2× 1MHz) = 37.5nJ.

导通电阻的损耗仍然占主要地位，但是每周的总功耗仅57.45nJ。这就是说，高RDSON（超过4倍）的MOSFET使总功耗减少了7%以上。如上所述，可以通过选择导通电阻及其它MOSFET参数来提高电感生产SMPS的效率。

到目前为止，对低导通电阻MOSFET的需求并没有改变。大功率的SMPS倾插件电感器向于使用低开关频率，所以MOSFET的低导通电阻对提高效率非常关键。但对便携设备，需要使用小体积的SMPS，此时的SMPS工作在较高的开关频率，可以用更小的电感和电容。延长电池寿命必须提高SMPS效率，在高开关频率下，低导通电阻MOSFET未必是最佳选择，需要在导通电阻、栅极电荷、栅极上升/下降时间等参数上进行折中考虑。

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