影响开关电源效率的主要因素
来源： 作者： 发布时间：2015-04-18 06:48:25 浏览量：图3反向电压加在二级管时由于正向电流造成的累积电荷的释放形成了电流尖峰
了解了二极管的反向特性，可以由下式估算二极管的开关损耗：
PSWDIODE ≈ 0.5×VREVERSE×IRRPEAK×tRR2×fs
VREVERSE是二极管的反向偏置电压，IRRPEAK是反向电流，tRR2是从反向电流峰值到恢复电流为正的时间。对于降压电路，当MOSFET导通的时候，Vin为二极管的反向偏置电压。
基于上述讨论，减小开关器件损耗的直接途径是：选择低导通电阻、可快速切换的MOS一体成型电感FET；选择低导通压降、快速恢复的二极管。通常，增加芯片尺寸和漏源极击穿电压，有助于降低导通电阻。因此，选择MOSFET时需要在尺寸和效率之间进行权衡。另外，由于MOSFET的正温度特性，当芯片温度升高时，导通电阻会相应增大。必须采用适当的热管理方案保持较低的结温，使导通电阻不会过大。导通电阻和栅源偏置电压成反比，因此，推荐使用足够大的栅极电压，使MOSFET充分导通，该方案也会增大栅极驱动损耗。而且，开关控制器件本身通常无法产生较高的栅极驱动电压，除非芯片提供有自举电路，或采用外部栅极驱动。MOSFET的开关损耗取决于寄生电容，较大的寄生电容需要较长的充电时间，使开关转换变缓，损耗更多的能量。米勒电容通常反比于MOSFET的传导电容或栅-漏电容，在开关过程中对转换时间起决定作用。米勒电容的充电电荷定义为QGD，为了快速切换MOSFET，要求尽可能低的米勒电容。一般来说，MOSFET的电容和芯片尺寸成反比，因此必须折衷考虑开关损耗和传导损耗，同时也要谨慎选择电路的开关频率。
对于二极管，必须降低导通压降，以降低由此产生的损耗。对于小尺寸、额定电压较低的二极管，导通压降一般在0.7V～1.5V之间。二极管的尺寸、工艺和耐压等级都会影响导通压降和反向恢复时间。额定电压较高的大尺寸二极管通常具有较高VF的和tRR，这会造成比较大的损耗。高速应用中的开关二极管一般以速度划分，速度越高，反向恢复时间越短。快恢复二极管的tRR为几百纳秒，而超高速快恢复二极管的tRR为几十纳秒。PN结二极管的导通压降较大，适合大电流、高压工作场合，通常用于大功率系统。低功率或便携产品中，即使经过优化选择的导通压降和tRR二极管仍会带来较大的损耗。
低功耗应用中，替代快恢复二极管的一种选择是肖特基二极管，这种二极管的恢复时间几乎可以忽略，反向恢复电压也只有普通二极管的一半，但它的工作电压远远低于快恢复二极管。考虑到这些特点，肖特基二极管被广泛用于低功耗设计，在低占空比时可以降低开关二极管的损耗。
公式
在一些低压应用中，即便是具有较低压降的肖特基二极管，所产生的传导损耗也无法接受。比如，在输出为1.5V的电路中，肖特基二极管的0.5V导通压降会产生33%的能量损耗。为了解决这一问题，可以选择低导通电阻的MOSFET实现同步控制架构。一体成型电感器图1电路用MOSFET取代二极管，它与另外一个MOSFET同步工作，所以在交替切换的过程中，保证只有一个导通。由此，二极管的高导通压降问题被转换成MOSFET的导通电阻和压降，取代了二极管的传导损耗。当然，同步整流也会带来其它影响，例如：增加了系统设计的复杂度、成本，特别是在大电流应用中，这种架构不见得比异步方案更优越，因为MOSFET传导损耗的提升与电流的平方成正比。另外，我们还要考虑同步整流中栅极驱动引入的能量损耗。
贴片电感以上讨论了MOSFET和二极管对开关电源效率的影响。合理选择开关器件有助于改善效率，但这并非唯一的优化开关电源设计的渠道。从下面的讨论可以看到，电感、电容引入的损耗也是设计高效开关电源所面临的问题。
电感损耗
电感功耗包括线圈损耗和磁芯损耗，线圈损耗归结于线圈的直流电阻(DCR)，磁芯损耗归结于电感的磁特性。对一个固定的电感值，电感尺寸较小时，为了保持相同匝数必须减小线圈的横截面积，因此导致DCR增大；对于给定的电感尺寸，小电感值允许减小DCR。已知DCR和平均电感电流Ilavq，电感的电大功率电感器阻损耗可以用下式估算。
PLdcr = ILavg 2×DCR
磁芯损耗并不像传导损耗那样容易估算。它由磁滞、涡流损耗组成，直接影响铁芯的交变磁通。开关电源中，尽管平均直流电流流过电感，由于通过电感的开关电压的变化产生的纹波电流导致磁芯周期性的磁通变化。磁滞损耗源于每个交流周期中磁芯偶极子的重新排列所消耗的功率，正比于频率和磁通密度。
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