低压输入交错并联双管正激变换器的研究
来源： 作者： 发布时间：2015-02-07 09:54:40 浏览量：而且，因两路交错并联结构的使用，电路具有以下优点：
——在同样开关频率下，输出滤波电感上电压的频率提高了一倍，这样减小了输出滤波电感的体积；同时输入电流脉动频率提高一倍，亦减小了输入滤波器的体积，从而进一步减小整机的体积。
——由于两路交错并联，使得整流侧输出电压等效占空比增加一倍，这就带来两个好处：一是使功率管工作在占空比小于0.5的情况下，整流侧输出电压占空比可以在0～1之间变化，提高了电路的响应，并有利于驱动电路的设计；二是在同样输出电压的情况下，整流侧峰值电压减小一半，续流时间减小，有利于选择低电流定额的续流管。
——并联结构可以使每个并联支路流过更小的功率，消除变换器的“热点”，使热分布均匀，提高可靠性。
在原理分析和样机制作中，我们也注意到寄生参数的谐振会使变压器出现小范围的双向磁化，但由于谐振参数均较小，因此，对变压器铁心的选择以及变换器工作影响不大，最大占空比仍可取在0.5左右。
4 实验结果及讨论
在对双路交错并联双管正激DC/DC变换器工作原理分析基础之上，完成了一台DC 27V/DC 190V，1kW的样机研制，样电感加工厂机的主要实验数据为：
——输入直流电压：20～30V；
——输出直流电压：190V；
&mda一体成型电感器sh;—电感：R2KBDEE40铁心；
——变压器电感器厂家：R2KBDEE42B铁心；
——变压器原副边匝比：1/10；
——MOSFET：IRF3205；
——开关频率：fs=120kHz；
——磁复位二极管：IN5822；
——输出整流管：MUR8100；
——输出续流管：MUR8100。
图4给出了满载时开关管MOSFET栅源电压ugs和漏源电压uds的波形图，与理论分析基本相同。图5给出副边整流二极管D5和续流二极管D7的电压波形，可以看出续流管关断时由于其反向恢复造成了电压振荡。图6给出了额定输入电压DC 27V时，变换器的效率与输出电流的关系。
图7所示为副边整流电路，交错并联电路结构使副边输出电压UA的等效占空比加倍，虽然可以减小输出滤波电感的体积，但却使续流管D7的开关频率加倍，处于更高频率的开关过程。由于D7存在反向恢复，这样会在D5、D7以及T1副边(D6、D7以及T2副边)形成环流，造成更大的损耗，如果在t1～t2段di/dt过高（如图8所示），不仅会引起振铃现象而产生严重的电磁干扰，而且还可能会因为瞬态尖峰电压太高而损坏二极管或电路中的其它半导体器件，因此D7宜采用t0～t1恢复时间短而t1～t2时间长即柔度系数大的快恢复二极管。
同时应当尽量减小变压器副边漏感，并使D5、D7、T1副模压电感器边绕组(D6、D7、T2副边绕组)所围面积最小以减小线路寄生杂感。
图4 Ch2—ugsCh1—uds
图5 Ch1— uD7 Ch2— uD5
图6 额定输入电压下效率随负载变化
图7 副边电路
图8 二极管反向恢复
5 低压/大电流输入电路设计小结
本篇针对航空静止变流器的直流环节，对低压输入的双路交错并联双管正激变换器进行了研究，因输入电流较大，带来了较多的相关设计问题，必须在设计制作中引起足够的重视。本文结合样机研制，给出低压/大电流输入变换器具体电路设计的几点建议。
1)这类变换器原边电流较大，即使很小的电阻也会引起可观的损耗，因此应尽量紧凑地布局如图9所示的主电路的元器件，同时尽可能减小变压器的绕组电阻。可采用输入大面积铺地以减小输入导线的电阻，选用高Bs、低Br的低损耗磁芯材料。
2)因原边电流较大，为减小功率器件的通态损耗，功率管宜采用导通电阻较低的功率MOSFET器件，或采用多个MOSFET并联使用，但同时，必须注意到工作于硬开关状态下的功率器件，高频工作时其开关损耗比较高，因此在选择器件时，必须折衷考虑MOS器件的导通损耗和容性相关损耗(开关损耗、驱动损耗)。需要的话，可以考虑采用软开关技术。
请教一下，用TL494 制作DC-DC电源的波形问题。 电路为TL494 半桥 5401+IRF44n 推挽，变压器为环型变压器，匝比为6:12，线径都为0.6X3/0.6X2，如下四个波形，那一个才算是合格的，谢谢，
1)号G极波形
1）号输出波形
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