80V浪涌吸收器原理与设计

摘要 针对飞机直流电源上的浪涌干扰，分析了采用电压钳位和开关式稳压电路两种方法，实现80V浪涌吸收器的可行性。经过设计和试验，较好地解决了这一问题。
关键词 机载电子设备；80V浪涌吸收器；浪涌干扰

随着机载电子设备的日益增多和功能日趋完善。但由于电子设备间相互产生干扰，使得各电子设备的工作环境更加恶劣。为使各种电子设备能可靠工作，国家标准规定了各种电子设备应能承受的环境条件。对最基本的供电来说，国军标(GJB181—86)中要求机载电子设备能够承受一定的尖峰电压及浪涌电压。对于尖峰电压，因为尖峰电压值虽高，但时间短，能量小，可用电感滤除或用瞬态电压抑制二极管、压敏电阻来吸收。对于低压浪涌，可以采取贮存能量，或主控系统供电由低压变高压DC—DC补充的供电方法，使电子设备工作不问断，就可解决此问题。但对于过压浪涌，GJB181—86中要求使用+28V供电的电子设备能承受80V、50ms的过压浪涌，其电压高，时间长，因此实现困难。本文通过理论分析和实验，提出了采用电压钳位和开关式稳压电路等方法来解决此问题的思路。

1 电压钳位
正常供电采用直流28 V的电子设备，要对80 V、50 ms的浪涌电压实现钳位，必须要有能承受52 V压降的器件。若电子设备工作电流为3 A，则需消耗的功率为52×3=156 W。从理论上来分析，可用瞬态电压抑制二极管或压敏电阻来钳位，但此时有大电流流过设备的保险丝，会烧断保险丝。若采用自复保险丝(PTC)来替换金属保险丝，自复保险丝能承受52 V压降，理论上可以实现80 V浪涌电压的钳位。但现有PTC材料的环境温度变化很大，如图1所示。从图1中可以看出，这种保险丝在军用环境温度条件下起不到保险的作用。因此，此方案可以满足一般民用要求，但目前还不满足军用环境温度条件要求。

2 开关式稳压电路
采用开关式稳压电路实现80 V浪涌吸收器。需选用导通电阻小，能承受大电流的开关器件，使正常工作时压差很小，消耗能量较少；关断时，能承受高电压。IR公司的MOSFET系列具备这个功能，例如IRF250，其基本应用参数为Vdss=200 V，通态电阻Rds(on)=0．075Ω，允许通过电流ID=30 A。
采用此类器件实现80 V浪涌吸收器的电路框图如图2所示。

图中，开关器件选用MOSFET，其导通电压VGS最小2 V，最大4 V，极限值VGS≤±20 V，因为正常输出电压比输入电压降低≤0．4 V，所以开关器件MOSFET的栅极电压应>30 V，将高出电源电压。为了生成此电压，设计有振荡电路和倍压电路，振荡电路的供电由稳压电路完成。稳压电路采用1 kΩ电阻串联稳压二极管实现，稳压值为12 V。在+28 V电源供电时，稳压管上电流为

根据GJB181—86实验要求，每次浪涌电压为80 V、50 ms，每分钟1次，共5次，电阻平均功率为：

为减小体积，选用RJ14／0．5 W的电阻即可。振荡电路频率为100 kHz，振幅12 V，经简单的二极管电容倍压整流电路后，电压升到32 V。选保护器件稳压二极管的稳压值为20 V，既保护了开关器件MOSFET，也起到了控制开关式稳压电路的作用。
80 V浪涌吸收器工作原理是：在正常28 V输入时，振荡电路输出频率为100kHz的方波，倍压整流电路输出倍压值32V给MOSFET的栅极，VGS>2V，MOSFET导通，输出28 V，VGS=32-28=4V，保护器件不工作。若输入浪涌电压时，假设80V、50 ms浪涌电压绕线电感刚开始通过了开关器件MOSFET，开关器件MOSFET输出将上升。当>32 V时，保护电路中二极管正向导通，VGS=-0．7 V，此时开关器件MOSFET关闭。然后，保护器件稳压二极管正端电压消失，二极管截止，VGS>2 V，MOSFET又导通，输出将上升，使保护器件稳压二极管导通，&hell贴片电感ip;…。如此循环控制，使输出电压始终不高于32 V，GJB181—86中要求正常供电采用直流+28 V的电子设备应能够在24～32 V间正常工作。到此，80 V浪涌吸收器输出端输出了一个幅度≤3大电流电感2 V的脉动直流。在该装置输出端对地加一个1μF滤波电容，对此脉动直流电进行滤波，就得到了一个平稳的直流电。

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