基于DSP+FPGA的高精度程控交流电源设计
来源： 作者： 发布时间：2015-12-01 14:21:39 浏览量：(1)频率可调设计 DDS系统采用5．5 MHz晶振，经128分频后产插件电感器生42．968 75 kHz参考时钟，因此，最小频率分辨率为42．968 75 kHz／232=10μHz。若要得到45Hz～1kHz步进10μHz的频率，则k值相应取值为：45Hz时，k=45Hz／10μHz=4．5x106；一体成型电感1kHz时，k=1kHz／10μHz=108。因此，k值取范围为4．5×106～108。
(2)相位可调设计 相位累加器是32位的，理论上相位分辨率可达到(1／232)x360°=8．38x10-8(°)。为实现相位分辨率为0．1°，则初始相位控制字为0．1／(8．38x10-8)=1193 046。若要依次得到初始相位为0～359．9°，则初始相位值色码电感设定为1 193 046的0～3 599倍。将1 193 046以二进制形式存储于程序存储器，当接收到相位设定值时，先将设定值乘以1 193 046，再转换为相位初始控制字。
(3)幅度可调设计 在幅度调节设计中采用了双D／A的设计方法。波形D／A为DAC1，幅度D／A为DAC2，DAC1用于把波形数据转换成模拟量，DAC2用于输出信号的幅度调节。由于DAC1的参考电压由DAC2提供，因此可利用对DAC1参考电压的控制来实现幅度的调节。设计中DAC2位数N选用12位，参考电压UR取5 V。D1为DAC2的输入数据，D2为DAC1的输入数据，Uo为D／A转换器输出。由此可得：Uo=(URD1／2N)D2／2N。通过查表将数据D2读到幅度基准寄存器，可获得幅度范围0～5 V。经反馈及变换电路后幅度范围为0～300V。
3．2 逆变电路设计
逆变电路采用SPWM方式。由于调制后的信号中除含有调制信号和高频率的载波频率及载波倍频附近的频率分量外，几乎不含其他谐波。因此，提高开关频率可消除逆变器的低次谐波，减小谐波损耗，但开关频率过高会使逆变器的开关损耗及电磁干扰大幅增加，同时给DSP的运算及D／A转换带来压力。此外，死区时间在脉宽中所占的比例过大也会造成占空比丢失。因此，从开关器件的损耗、谐波失真度之间折中，选取开关频率为80 kHz。由于单极性调制产生的波形失真较大，这里采用双极性调制技术。全桥的4个功率管都工作在较高的载波频率，同一桥臂的两个功率管互补导通，可得到较为理想的输出波形。
为降低调制复杂程度，采用异步方式SPWM技术实现频率输出的精密控制，保持调制频率(即开关频率)fc固定不变，通过改变载波比N完成fo的变化。由于电源最高输出频率只有1 kHz，所以N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响较小。
设计中采用电压跟踪控制方法生成SPWM波形，可实现高精度输出。该方法具有高频滤波设计简单，输出谐波小的优点，其产生的误差在工程上可忽略不计。工作原理如下：采用闭环控制，将希望输出的波形作为指令信号U*，将实际波形作为反馈信号U，通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路各器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号变化。在比较控制过程中，设置一个固定的时钟，以固定采样周期对指令信号和被控量采样，按偏差的极性来控制开关器件通断。在时钟差模电感信号到来时刻，若U<U*，令功率开关导通，使U增大；若U>U*，则令功率开关关断，使U减小。这样，各采样时刻的控制作用都使实际电压与指令电压的误差减小，只要N足够大，即可保证电压跟踪控制精度。考虑到功率器件的开通和关断都需要时间，为防止上下臂直通造成短路，需设置一定的死区时间。因此，实际电路工作时，考虑到功率器件的开通和关断时间，调制度M=0．85。最大输出电压有效值为300 V，故前级电压输出应为：
／0．85=500V。逆变电路关键参数设计过程如下：
(1)输出滤波器的设计
①滤波电感：最大纹波电流取满功率输出正弦电流峰值的30％，即
。而纹波电流△i=[(ui-Uo)／L](D／fs)=(ui-uo)uo／(Lui)，其中ui为前级输出电压，D为占空比。由上式可知，当uo=0．5ui时，△i最大，故有：△Imax=差模电感器ui／(4Lfs)，所以L=1．49 mH，取1．5 mH。
②滤波电容：滤波电感、电容一起构成低通滤波器。SPWM方式下，为滤除高次谐波成分，取滤波器截至频率为开关频率的1／10，即
(2πfs)／10，故C=0．26μF。为消除器件非理想特性及死区等影响，电容值需大一些，设计中取为1μF。
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