基于LCC谐振变换器的高压直流电源设计
来源： 作者： 发布时间：2015-05-03 10:50:20 浏览量：
在图3中，考虑D的影响，利用基波近似法，可得电压增益M为：
公式(2)中，k21为交流电压传输系数，其值为变压器初级电压的基波分量与A，B两点电压基波分量的比值，由图3可得其表达式为：
根据式(2)～(5)，绘制出不同负载下M与fsN的关系曲线(取α=1)，如图4a所示。通过调整电路参数，即可得合适的增益曲线和工作频率范围。图4a为选择不同增益谐振电路工作频率提供了依据。
由图4a可知，从空载到满载变化时，fsN调节范围很大，而谐振元件确定后谐振频率就固定了，因此仅依靠变频控制需要开关频率变化范围很大。在调频基础上，配合调节D，能够在较小频率变化范围内，实现全负载范围内软开关，由式(2)～(6)得到不同负载下M与D的关系，图4b为移相调节时占空比的选择提供了理论依据。根据效率公式绘制出不同负载下逆变器效率曲线，如图4c所示。由图可知，fsN>1时，Q越小，即负载电流越大，效率越高。fsN<1时，负载电流越小，效率越高。
3 闭环控制系统
整个闭环控制系统框图如图5所示。控制器、移相器和A／D转换都由主芯片d电感器厂家sP IC30F6010A实现。移相控制可以直接由DSP数字编程得到，因此无需D／A转换。
此处采用PI控制器进行闭环控制，其频域范围内的传递函数为：us／es=kp+ki／s。
采用后向欧拉法进行数字化：
uk=Tski+kp(ek-ek-1)+uk-1 (7)
式中：kp，ki；分别为比例、积分系数。
由于移相控制器是靠数字方法实现的，输入和输出的调节均为瞬时，当控制器输出电压很大时，变换器会有振荡现象，需要在移相控制后加上一阶滤波网络消除振荡。
4 实验过程及结果
为验证结果的正确性，设计一台基于LCC谐振逆变器的高压直流电源基本参数为：输入电压(220+20％)V；输出电压35 kV；输出功率0～7 kW。
根据设计要求，确定高频高压变压器的基本参数：磁芯型号UU80x65x40；匝数比1：146；初、次级匝数分别为32和4672；磁芯个数为2。
变压器折算到初级的漏感为75．4μH，分布电容为44．2 nF。取满载时Qf=3，α=1，得到总串联谐振电感和串联谐振电容的值为187μH，308 nF。考虑分布参数的影响，取Ls=110μH，Cs=300 nF，Cp=260 nF。其中，驱动芯片采用HCPL-316J；IGBT采用SKM150GB128D，额定电压为1 200 V，额定电流200 A。采用差分方式进行采样，通过HCPL-788J对电压电流采样信号隔离。控制芯片采用dsP IC30F6010A，其主要功能是产生PWM驱动波形，根据图5进行移相和调频控制，实现全负载范围内软开关，开关频率变化范围为18～25 kHz，由图4b，考虑死区时间，得到对应的占空比变化范围为0．5～0．85，能够在全负载内保持输出电压恒定。
整个闭环控制计算过程按照式(7)在DSP中直接实现，通过反复实验，取Ts=50μs，kp=4，ki=600时，电源对负载波动的稳定效果最好，负载的纹波最小。
按照上述参数进行实验，图6示出实验波形。
可见，满载时，fs=18 kHz，Dmax=0．85；空载时，fs=25 kHz，Dmin=0．5。在整个负载变模压电感器化范围内，iLs和uCs都是按照正弦规律变化。空载时，iLs波形出现了断续，这是占空比减小引起的，此时开关管依然可实现零开关。iLs超前于uCs，整个逆变器呈感性。从空载到满载变化时，效率会先增加随后稍减，这是由于满载时开关管工作频率低于谐振频率。空载时效率最低，其值为75％。
图6d对比了硬PWM模式与采用LCC谐振逆变器的负载电压波形。由图可知，输出高压直流幅值为35 kV。采用硬PWM模式进行逆变，每个周期输出电压都有很大尖峰，容易损坏功率器件。采用LCC谐振逆变器后能使每个开关管实现软开关，输出电压尖峰明显减小，提高了逆变器的效率。
单火线电路请问有没有人搞过单火线，能不能开源共享一下，那些网上的资料我都看了，都是点到即止，没什么意义，都是告诉原理之类的，具体的就什么都没有了。给位论友，讨论下沙发难道论友没有人实际
输入电压4.5-36V，芯片工作电压3.5-24V,怎么做电菜鸟求助，输入电压4.5-36V，芯片工作电压3.5-24V,电流不得大于20ma，怎么做电路实现加个简单的三极管+稳压管线性稳压就可以了。
那我稳压管用多少的合适,24V可以吗？ 谢谢
根
锰锌铁氧体磁环电感????????本人试制一高导磁环,绕线前单圈5.0-uH--1KHZ,0.25V磁环T14*9*5
目标电感:16mH50TS
绕好后单圈3.2uH---1KHZ,0.25V磁环T14*9*5第一,你做的材料还存在着很大的差距.
第二,你