最高能效，最低成本: BC²
来源： 作者： 发布时间：2015-04-25 13:05:52 浏览量：图6:每相的等效电路
因此，流经NS1的电流有助于给内部线圈LB放电，同时交流电源电压给线圈Np 施加偏压。因为根据下面公式计算的反射电压VNS1的原因，流经D1 的电流IRM 降至0 A。
为保证断续模式下的软开关操作，流经D1的电流在t3前达到0 A。因为当正弦周期内的Vmains电压达到最高值时，IRM电流达到最高值，所以tD1_ON 时间趋势支持功率因数校正应用/此外，为消除绕行电感二极管D1 的反向恢复电流效应，因为反射电压VNS1低的原因，必须使dI/dt_D1 总是保持低斜率，通过下面公式计算dI/dt_D1:
不幸地是，在这个相位期间，升压二极管DB被施加一个高反向电压：
这个特性要求这种应用增加一个二极管，为此，意法半导体开发出一个优化的二极管，使IRM 电流值与击穿电压达到精确平衡。
相位[t2, t3]
在t2时，D1二极管的电流达到0 A，BC²变成一个传统的功率升压转换器。当功率晶体管保持通态时，在t3点，主LB 线圈内和小L线圈内的电流上升到I1。
相位 [t3, t4]
在t3时，功率晶体管关断。这时，COSS电容电压被小线圈L内贮存的电流线性充电，直到二极管D2导通为止；在关断期间，功率开关上没有过压应力。
同时，主线圈上的电压极性发生变化，直到DB 二极管导通为止。一旦所有的二极管一起导通，输出电流按图5所示的方式配流。因为NS2的反射电压的原因，D2 的电流从I1开始降至0 A，dI/dt斜率较低。相反，在t4时，DB 的电流升到标称值。
这种配流有利于BC²电路。事实上，在交流电压较低的功率因数校正应用（例如90 VRMS）中，最高增强电流是在二极管DB 和D1之间机械分配。因此，整流阶段的导通损耗得到改进。下面是反射电压VNS2 和D2 导通时间的计算公式：
tD2_ON时间趋势支持功率因数校正应用，因为Vmains 电压最低时，I1 电流最大。因此，即变在恶劣的条件下，例如，最低Vmains电压下的高输出负载电流，BC²电路仍然能够保证断续模式。此外，为消除二极管D2 的反向恢复电流效应，因为反射电压VNS2低的原因，必须使dI/dt_D2 总是保持低斜率，通过下面公式计算dI/dt_D2:
相位 [t4, t5]
在t4时，D2二极管的电流达到0 A，BC²变成一个传统的功率升压转换器，只有升压二极管DB 导通。因为NS2上的反射电压的原因，功率开关管的电压低于 Vout。因此，COSS电容在体电容内放电。在t0时，晶体管导通，节能电能。
2.3. BC²电路上的电压应力
表1列出了每个相位对应的最大电压。
表1:BC²上的最大反向电压
BC²电路需要使用一个击穿电压高于600V的特殊二极管。此外，还需要优化二极管的反向恢复电流，以防功率晶体管在[t1-t2]相位遭受较高的电流。
意法半导体研制出BC²电路专用的3A、5A、8A、10A和1共模电感器6A的二极管，这些二极管采用不同类型的封装（直插、通孔或贴装）。
意法半导体推出了在一个封装内嵌入两支二极管（图4中的DB和D2）的新产品(STTH10BC065CT和STTH16BC065CT)，新产品的额定反向电压值达到650V，散热器用二极管与标准功率因数校正器用二极管完全相同。
为保持这个散热器配置，意法半导体开发出续流二极管D1(STTH3BCF060 and STTH5BCF060)，该产品采用贴装或直插式封装，以便将其焊接在印刷电升压电感路板上。
针对大功率转换器，意法半导体开发出独立的采用通孔封装的DB 和D2 二极管(STTH8BC065DI 和STTH8BC060D)。
详情联系当地的意法半导体销售处。
2.4. 计算m2 和m1 变压比
为在[t1-t2]和[t3-t4]时序期间符合断续模式，图5所示的时间参数td1和td2应总是正值。根据典型连续导通模式（CCM）功率因数校正规则和tD1_ON 和tD2_ON 表达式，确定变压比条件m1 和 m2 不是难事。
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